一、背景介紹
在開關(guān)電源設(shè)計中，主功率有多個開關(guān)管時，其驅(qū)動必須采用隔離設(shè)計，比如多管串聯(lián)反激、雙管正激、LLC等多開關(guān)管的拓?fù)渲校_關(guān)管驅(qū)動均需要做隔離處理。
當(dāng)前市面上已經(jīng)有較成熟的自舉驅(qū)動芯片來滿足設(shè)計需求，但是其驅(qū)動芯片的耐壓等級受限，最高電壓只能到600V左右。在更高輸入電壓等級的應(yīng)用場合中，比如光伏電源、SVG輔助電源等輸入電壓達到1500V甚至更高的電源產(chǎn)品設(shè)計時，驅(qū)動芯片的方案就不再適用，只能選擇磁隔離變壓器驅(qū)動電路。
本文將介紹一種滿足超寬超高壓輸入電源的磁隔離驅(qū)動電路的設(shè)計方案。
二、常見的磁隔離驅(qū)動方案
常用的磁隔離驅(qū)動電路如下圖1所示。
圖1 常用的磁隔離驅(qū)動電路
其中，電容C1為輸入端直流隔離電容，C3為開關(guān)管QM等效的輸入電容。電容電壓的參考方向如圖1所示，T1為磁隔離驅(qū)動變壓器。S1是脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動器（PWM Driver）的輸出信號波形，S2是變壓器輸入端的波形，S2是該磁隔離驅(qū)動器的輸出波形。圖1所示的電路工作波形如圖2所示。
圖2 磁隔離驅(qū)動波形示意圖
假設(shè)穩(wěn)態(tài)時該驅(qū)動器的輸出信號S1的周期為T，占空比為D，幅值為VS1，同時假設(shè)變壓器T1的輸入輸出匝比為1，則穩(wěn)態(tài)時輸入端直流隔離電容C1上的電壓為D·VS1。在S1為高電平時，S3也為高電平，其幅值為VS1-VC1，即（1-D）·VS1。而在S1為低電平時，S3為負(fù)電平，其幅值為（-VC1），即D·VS1。
具體的推導(dǎo)過程如下：
由此可見，這種隔離驅(qū)動電路線路簡單，而且被驅(qū)動的MOS管有負(fù)向的驅(qū)動電壓，抗干擾能力強。但其有待改進之處在于，在占空比D較大時，S3的高電平幅值（1-D）·VS1就較小，可能導(dǎo)致QM驅(qū)動電壓不足。這樣，這種驅(qū)動器電路不適合應(yīng)用在占空比變化較大的場合，即輸入比范圍大的應(yīng)用條件下，圖1所示的驅(qū)動電路將不再適用。
三、雙隔直磁隔離驅(qū)動電路
為了解決上述難點問題，需要在圖1所示的磁隔離驅(qū)動電路次級邊也添加隔直電容，如圖3所示。
圖3 雙隔直磁隔離驅(qū)動電路
相對圖1的磁隔離驅(qū)動電路而言，添加了次級的直流隔直電容C2和開關(guān)二極管DR。穩(wěn)態(tài)時輸入端隔直電容C1上的電壓VC1=D·VS1，輸出端隔直電容C2上的VC2=D·VS1。其電壓參考方向如圖3所示。圖3電路的工作波形如圖4所示。可知，穩(wěn)態(tài)后QM的電壓V3不隨占空比變化而改變，適合更寬范圍輸入條件的驅(qū)動設(shè)計。
圖4 雙隔直磁隔離驅(qū)動電路波形示意圖
但是圖3所示的電路在某些特殊狀態(tài)下，比如輸入端突然斷電或者負(fù)載突變過程中脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動器的輸出信號會突然消失，即驅(qū)動信號S1將為0。隨后變壓器T1在輸入端隔直電容電壓（-DVs1）作用下逐漸進入飽和，同時C2上的電壓仍為D·VS1，T1上的輸入輸出電壓幅值從DV1逐漸減小，此時QM上的電壓將從0開始逐漸增加，直到與C2上的電壓相等。其波形示意圖如圖5中紅色框所示。
圖5 雙隔直磁隔離驅(qū)動電路誤導(dǎo)通波形示意圖
由此可見，在特殊條件下QM會出現(xiàn)失控的驅(qū)動信號，該信號造成開關(guān)管誤導(dǎo)通，引發(fā)主功率變壓器飽和，導(dǎo)致產(chǎn)品炸機。
四、金升陽優(yōu)化后的磁隔離驅(qū)動電路
為了解決圖3中雙隔直磁隔離驅(qū)動電路的誤導(dǎo)通問題，金升陽公司針對次級隔直電容C2做了特殊放電電路。如圖6所示，其中添加了原邊檢測電路和次級隔直電容放電電路，該電路為金升陽公司自主發(fā)明專利電路。通過高速光耦做信號隔離，有效解決主功率開關(guān)管誤導(dǎo)通的問題，改進后的驅(qū)動波形如圖7中2通道PWM波形所示，可以看出在驅(qū)動異常關(guān)閉狀態(tài)下，C2上的電壓迅速放電完成，開關(guān)管不會出現(xiàn)異常開通狀態(tài)。為金升陽公司超高超寬壓輸入系列產(chǎn)品提供高可靠的驅(qū)動，提升產(chǎn)品綜合競爭力。
圖6 改進后的雙隔直磁隔離驅(qū)動電路
圖7 改進后的雙隔直磁隔離驅(qū)動電路波形圖
五、總結(jié)
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